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波导阵列天线单元学习笔记3 基于空气填充双模馈网的双圆极化膜片天线阵列

news 来源：原创 2024/9/20 17:52:53

摘要：

此通信提出了一种使用空气填充双模馈网的基于膜片极化器的双圆极化天线阵列。一种1分4的圆腔单层覆盖在膜片极化器上来抑制栅瓣。全公司馈网被一个双模传输线所实现，以此在一组馈网内联合了TEM模式（由HW悬架线激励）和TE10模式（由空心波导激励）。这将有助于减小馈网复杂性。新型的小型化模式分离器被插入在辐射结构和双模馈网之间在一个限制空间内将它们相连接以此实现低复杂性的双圆极化。一个8x8的阵列样机被生成和测试来验证此设计。实测结果显示重叠带宽为17.4%(18-21.4GHz)(考虑S11<-10dB,S22<-10dB,并且AR<3dB)，并且其没有栅瓣。此外，在相同的频率范围内峰值增益高于26.6dBic，同时包含天线效率的口径效率高于69%。

索引词：

天线阵列，双圆极化，双模，卫星通信，膜片极化器。

简介：

在大部分高通量卫星通信中，双圆极化天线阵列更被青睐，因为它们能抑制多径效应并抑制法拉第旋转效应，从而提升信号质量。

基片集成波导通常被用于实现双圆极化天线阵列。这种天线有着复杂设计，易于集成和轻质量的优势。然而，不可避免的介电损耗随着工作频率的提升也变得严峻，这将会恶化天线效率和增益。作为一种可以降低损耗的方法，在天线阵列中空气填充波导的使用吸引了持续的关注。与其他的全金属双圆极化辐射部分相比，膜片圆极化器有着简单的结构和优秀的圆极化性能。在ka频带卫星通信中，使用膜片圆极化器和空心波导全公司网络来实现一个双圆极化阵列在反射系数和轴比上有着出色的优点。然而，全金属结构使得整个阵列非常的冗杂，这也限制了馈电结构的空间。

通过引入介电材料和空气填充波导混合混合型传输线到馈网中，低损，轻质量和低天线剖面可以同时实现。在此领域，一些吸引人的工作被研究者所实现。例如。在[25]中，研究者在馈网中使用了金属波导和带状线的混合结构，这减小了剖面和损耗。Sun提出了用于毫米波应用的双极化endfire阵列,其使用了模式复合传输线(MCTL)来设计其馈网，所提出的MCTL把SIW和基片集成同轴线（SICL）集成在一个公共的传输结构中以至于在传统结构中用于不同极化的单独馈网能被集成到一个双模馈网中。这显著地减少了馈网的数量并且减小了对应天线的复杂性。然而，据我们所知，没有关于双圆极化天线平面阵列使用如此一种低复杂性的馈网的报道，但这一设计却在许多无限通信应用中被需要。

在本通信中，提出了一种高性能的双圆极化膜片天线阵列。天线阵列由膜片圆极化器和一层1分4的圆腔联合组成设计，其由一种空气填充双模全公司馈网馈电。此设计的关键贡献如下：1)HW和HW悬置线被嵌套来实现一个双模的全公司馈网。这可以联合传统的分离的两组馈网成为一组，因此以最小的损耗有效地减小了馈网复杂性；并且2)一种简单的小型化双模分离器被用在双模馈网中来分离传输至辐射结构的TEM模式和TE10模式，实现了对双圆极化天线阵列的栅瓣抑制。有着这些特点，实现了一种有着均衡的结构复杂性和辐射性能的双圆极化天线阵列。天线的结构，设置和结果将在第二部分和第三部分讨论。

（注：endfire

在天线阵列中，endfire 指的是一种天线阵列的配置方式。在这种配置中，天线单元的馈电相位依次递增或递减，使得产生的电磁波沿着阵列的方向集中发射出去，就像从阵列的一端射出一样。这种配置可以产生较高的方向性增益）

天线结构：

所设计的双圆极化膜片天线阵列的结构如图1所示。所期望的频率范围为18-21.4GHz.此天线阵列包含六层、辐射层包含在金属层M1-M3中的16个1分4的腔体和16个膜片极化器，同时在金属层M4-M5中的馈电层包含16个双模分离器和一个双模馈网和厚度为0.203mm的介质层L1（材料为Rogers RO4003, $\varepsilon r = 3.55,tan\delta = 0.0027$ ）。HWSL和HW分别激励膜片极化器的两个输入端口，这可以实现左旋圆极化和右旋圆极化，ANSYS HFSS被用于实现整个仿真。

A.2x2 子阵列

2x2的子阵列结构如图2所示，从双模馈网的TEM模式和TE10信号模式从双模馈网（在第二部分-C中讨论）通过一个双模分离器和垂直的过渡结构分别传入到端口A和端口B，用于生成LHCP和RHCP。为了明确起见(for clarity)，从双模分离器到辐射口径的TEM模和TE10模的信号流动也在图2中示意。

为了提高辐射方向图的稳定性（抑制栅瓣），一种一分四的圆腔（包含一个由电壁包围的匹配腔和四个辐射口径）被装载在膜片上。此圆形槽支持正交的圆极化电磁能量的同时辐射。在x和y方向上的两个相邻单元的空间间距为p=12.5mm( $0.82 \lambda C$ , $\lambda C$ 是中心工作频率对应的自由空间波长)，在所需的频带内实现了无栅瓣。周期性边界被用于仿真子阵列之间的互耦。子阵列的尺寸被标记在图2中。由于结构对称性，这两个输入端口有着相同的性能。此2x2子阵列的仿真S参数如图3(a)所示。在18-21.4GHz内的所需的频带内，可以看到2x2的子阵列的反射系数（ $\left | S A A \right | < -15 dB$ ）并且端口隔离优于15dB。此外，仿真的增益优于14dbic,同时如图3（b）所示，AR低于3dB。

B.双模分离器

提出了一种新型的小型化双模（TEM模和TE10模）分离器在限制空间内来给膜片极化器的两个输入端口馈电。与此同时，它可以很好地与双模馈网（在第二部分C模块讨论）连接。图4给出了双模分离器的结构。

TEM模式由HWSL结构激励，同时TE10模式由HW结构激励。这两个模式被集成一个双模的传输结构。因为将一个薄的金属内导体插入在HW的中心不会影响TE10模式的传输，输入端口1可以支持高隔离的TEM模式和TE10模式。表1给出了双模分离器的设计过程。

基本的设计原理是在双模分离器的恰当位置设置5个金属通孔，从端口1的TEM模式和TE10模式可以被分离并分别进入到端口2（用于LHCP的TEM模式）和端口3（用于RHCP的TE10模式）。请注意：所有的通孔渗透了介质层并进入到了金属层M4和M5(与腔体高度保持一致（keep in line with，请查看图4(b)中的双模分离器的侧视图).Type A 是最初的结构。在介电基板上的金属内导体（metal signal strip，如表I(a)）传输从端口1出来的TEM模信号，并且把TE10模式转换到端口2，同时TE10模式信号通过从腔体的边耦合效应从端口1进入到端口3。为了实现从TEM模式到TE10模式的过渡，一个短的矩形波导调谐柱被添加在端口2之下（见图4(b)）。因为端口2和端口3都支持TE10模式信号，所以端口1的双模信号不等被理想地传输到它们的相对端口。这将导致很差的端口隔离。类型A的TEM模式和TE10模式的电场矢量分布如表I(a)和(b)所示，用来验证这个事实。为了克服这个缺点，金属通孔V1-V3被装载在腔体某处，此处的TE10模式电场为强分布，这用来抑制其进入端口2（这就形成了类型B）。这些金属通孔不仅能够更好地抑制沿着金属信号带状线传播的TEM模式，而且能限制腔内所激励的TE10模式尽量不传播到端口2。然而，这里仍然有从腔体内泄露的轻微的TE10模式信号进入到端口2，如表I(d)所示。另外两个金属通孔V4和V5被更对称地装载在金属信号带状线上的两边来抑制泄露（表I中的类型C）。从结果来看，实现了良好的模式隔离，可以从表I(e)和(f)的所示的矢量电场分布看出。

接下来，可以提高两个模式的阻抗匹配。对于TEM模式，调整矩形波导调谐柱的高度（dH,标在图4（b）中）来优化阻抗匹配。不同的dH值对应的结构如图5(a)所示。当dH为 $0.17 \lambda_{c}(2.6mm)$ ，反射系数在18-21.4GHz低于-20dB。对于双模分离器的TE10模式的阻抗匹配可以通过调整端口3相对于dY的分析的中心抵消来实现，如图5（b）所示。

当dY为 $0.36\lambda_{c}(5.5mm)$ 时，反射系数在所需的频带内低于-20dB，暗示了良好的阻抗匹配带宽特性。图6显示了最终的双模分离器的仿真插损和输出端口隔离度。在18-21.4GHz内对于TEM模式（ $\left | S_{2'1'} \right |$ ）和TE10模式（ $\left | S_{3'1'} \right |$ ）的最大插损分别为0.08 和 0.05 dB。两个端口之间的隔离度大于25.5dB。

考虑到双模分离器输出端口和膜片极化器输入端口（端口A和B）之间的尺寸不匹配。一种过渡结构被设计来支持成功装配。图7给出了过渡结构和其仿真S参数。过渡结构是对称的并且包含一个三阶的过渡波导，在工作频带内可以获得良好的反射系数（ $\left | S 2'2' \right | < -15dB$ ）。

C.双模馈网

图8给出了双模馈网的整个结构。

不同于传统的使用两组馈网的双圆极化天线阵列，在本工作中基于HWSL和HW的空气填充的双模馈网被设计在一个嵌套组内。因此，馈网的复杂性被限制降低了。此空气填充双模馈网包含多个1分2的功分的单元和一个双模耦合器。整个双模馈网有两个同轴端口（端口1和端口2）激励。图9给出了用于不同阵列大小的馈网（包括所提出的双模分离器）的S参数。在所悟的18-21.4GHz频带内，对于TEM模式的最大损耗从0.45dB(8x8阵列)提升到了（16x16阵列）,同时对于TE10模式，其从0.3dB增加到了0.45dB。损耗的增加主要是由于当阵列尺寸提升时，从输入端口到辐射口径的信号路径长度的增加。

1)双模 1分2 功分器单元：

对于双模1分2功分器的基本单元的方法视图如图8所示。每个端口都支持TEM模式和TE10模式。一些短的通孔和调谐柱被添加在1分2功分单元的角处来获得优秀的TE10模式阻抗匹配。因为此结构的设计方法与在[26]中由SIW和带状线集成的双模功分器类似，详细的设计细节在此不再赘述。

2）双模耦合器：

为了在两个输入端口处激励TEM模式和TE10模式，并且在两个输出端口获得对应的模式，一个简单的四端口双模耦合器被提出。图8给出了此双模耦合器的放大视图。当端口1被激励时，可以在端口3和4获得等辐同相的TE10模式导行波。同轴端口1的内导体直接与HWSL的金属带状线相连接。然而，同轴端口2的内导体插入到HW内并且可以提高金属调谐柱上的耦合。为了良好的阻抗匹配和端口隔离，匹配分支和金属通孔墙（包含一个块）被添加在结构的中心。双模耦合器的S参数在图10(a)和图(b)中示意。对于TEM模（端口1处）和TE10模（端口2处）的阻抗匹配可以用匹配分支和块显著提升。仿真的 $\left | S_{11} \right |$ 和 $\left | S_{22} \right |$ 在18-21.4GHz的频率上都低于-21dB。由于输出分支（到端口3和端口4）之间的轻微耦合，对于TEM模式激励之间的 $\left | S_{31} \right |$ 和 $\left | S_{41} \right |$ 有细微差异（0.08dB）。当TE10模式被激励时此耦合可以被避免，所以 $\left | S_{32} \right |$ 和 $\left | S_{42} \right |$ 是一致的。端口隔离度优于35.6dB。

实测结果：

所提出的双圆极化天线阵列由PCB技术和CNC加工实现（CNC的加工容差： $20 \mu m$ ）。整个样品占用了 $111 \times 111 \times 41.65 mm$ 的尺寸（口径尺寸为97.7mm x 97.7 mm）。图11给出了测试环境，所装配的双圆极化天线，和生成的模块。为了实现天线装配并抑制电磁泄露，大量不同长度的销钉被用于装配分离的层和整个样品。在微波暗室中，一种远场天线测试系统被用于测试此天线阵列的辐射特性，并且一种矢网（Agilent E8361C）被用于获得S参数。

A. S参数

仿真和实测的S参数曲线如图12所示。对于LHCP的仿真和实测分数带宽(FBW)( $\left | S_{ii} \right| < -10dB , i = 1,2$ ) 分别为17.8%（17.9-21.4GHz）,19.6%(17.9-21.8GHz)，同时RHCP(端口2)分别为20%(18-22GHz)和21.1%(17.8-22.0GHz)。在所期望的频带内，此阵列获得了高于14dB的是实测端口隔离度。在仿真S参数与实测结果中有着可接受的一致性。仿真和实测结果之间的不同大多数来自于CNC加工容差和基片层和金属层在装配过程中的代偿。对应的参数分析在12中所示。

B.辐射方向图

因为实测系统的限制，辐射方向图，AR和双圆极化天线阵列由两个正交的线极化幅度实测数据经过后处理计算得出。图13和图14给出了仿真额实测的LHCP和RHCP在18，19.7，21.4GHz处的归一化辐射方向图。在所需要的频带内，此阵列有着稳定的方向图并且其仿真辐射特性与实测的辐射特性吻合。实测的出现在yoz面上18GHz处的最大副瓣等级约为-12.5dB,当端口2被激励时（RHCP）。在工作频带内，实测的XPD高于15.8dB。

C.AR，增益和效率

仿真和实测的AR如图15所示。实测的左旋圆极化AR带宽（AR<3dB）为20.9%(17.5-21.4GHz)，右旋圆极化为26%(16.6-21.6GHz)，这与仿真结果一致。

图16给出了此阵列的仿真和实测峰值增益与效率。在所需频带内，对于LHCP和RHCP的最大峰值增益分别为21.3GHz处的26.5dbic和21.4GHz除恶的26.6dBic，其比仿真结果低了0.2-0.5dB。所有的差异很大可能来自于制造容差，装配和实测误差。在两个圆极化之间的AR和增益差异是优于馈网两个模式的不同损耗。对于LHCP和RHCP方向图的仿真方向性分别为25.3-27.2dBic和25.3-27.3dBic。所计算的天线效率可以通过分离仿真方向性的实测增益得到，对于所提出的双圆极化天线阵列其高于88%。在本工作中的口径效率包括天线效率，其可以通过以下公式计算：

$\eta_{an+ap} = \frac{G}{D} \times \frac{D\lambda^{2}}{4\pi A} = \frac{G\lambda^{2}}{4\pi A}$

其中G是实现的增益，D是仿真的方向性， $\lambda$ 是对应工作频率的自由空间波长，然后A是天线的物理口径尺寸。其可以在目标频带内高于69%。

D.对比

此工作的结果与其他的已经报道的双圆极化阵列的比较在表II中所示。一种基于SIW的双圆极化天线在[5]中提出并且在辐射方向图中出现了不想要的副瓣。在[14]中，一种间隙波导被用于设计双圆极化天线，其实现了优秀的辐射效率（高达90%）但是其3dB轴比只有6.5%。在[19],[20]和[21]中报道的双圆极化天线都是基于HW膜片天线单元。尽管可以实现良好的双圆极化特性，但天线效率相对较低并且馈网比较复杂。此外，在[20]中出现了栅瓣。本工作首次报道了一种基于空气填充双模馈网的2-D双圆极化膜片天线阵列。由于额外添加了一种双模结构，降低了馈网复杂性。此外，栅瓣在所期望的频带内被很好地抑制了。

结论

本通信报道了一种基于一种空气填充双模馈网的双圆极化膜片天线阵列。其简单的辐射层能保证双圆极化辐射没有栅瓣。提出了基于HWSL和HW的与一种新型小型化双模分离器级联的空气填充双模馈网并且被优化来支持辐射部分。证实了一个8x8的阵列样品。实测和仿真结果吻合良好，这验证了可行性。此双圆极化天线阵列有着低复杂性，低损耗和抑制栅瓣的优点，因此，其对于卫星通信是一个优秀的选择。